X 和 Ku 波段小型无线电设计

卫星通信、雷达和电子战/信号情报领域的许多航空航天和国防电子系统长期以来都需要访问部分或全部 X 和 Ku 频段。 随着这些应用转向更便携的平台，例如无人驾驶飞行器 (UAV) 和手持无线电，开发新的小尺寸、低功率无线电设计在 X 和 Ku 频段运行，同时仍保持非常高的水平至关重要。表现。 本文概述了一种新的高频 IF 架构，该架构可在不影响系统规格的情况下大幅降低接收器和发射器的尺寸、重量、功率和成本。 与现有无线电设计相比，由此产生的平台也更加模块化、更加灵活且软件定义。 引言 近年来，越来越多地推动射频系统实现更宽的带宽、更高的性能和更低的功率，同时增加频率范围并减小尺寸。 这种趋势一直是技术改进的驱动力，这使得射频组件的集成度比以前更高。 推动这一趋势的驱动因素有很多。 Satcom 系统正在看到所需的高达 4 Gbps 的数据速率，以支持每天传输和接收 TB 级的收集数据。 由于在这些频率上更容易实现更宽的带宽和更高的数据速率，这一要求正在推动系统在 Ku 和 Ka 频段中运行。 这种需求意味着更高的信道密度和更宽的每个信道带宽。 另一个提高性能要求的领域是电子战和信号情报。 此类系统的扫描速率正在增加，从而推动了对具有快速调谐 PLL 和宽带宽覆盖范围的系统的需求。 朝着更小的尺寸、重量和功率 (SWaP) 以及更多集成系统的驱动源于希望在现场操作手持设备，以及增加大型固定位置系统中的信道密度。 将射频系统进一步集成到单个芯片中也促进了相控阵的发展。 随着集成推动收发器变得越来越小，它允许每个天线元件拥有自己的收发器，从而实现从模拟波束成形到数字波束成形的发展。 数字波束成形提供了一次从单个阵列跟踪多个波束的能力。 相控阵系统有无数的应用，无论是气象雷达、电子战应用还是定向通信。 在这些应用中的许多应用中，由于较低频率的信号环境变得更加拥挤，因此向更高频率的驱动是不可避免的。 在本文中，使用基于 AD9371 收发器作为 IF 接收器和发射器的高度集成架构来解决这些挑战，从而允许移除整个 IF 级及其相关组件。 其中包括传统系统与此提议架构之间的比较，以及如何通过典型设计过程实现此架构的示例。 具体而言，集成收发器的使用允许进行一些标准超外差式收发器所不具备的高级频率规划。 超外差架构概述 由于可以实现高性能，超外差架构多年来一直是首选架构。 超外差接收器架构通常由一个或两个混频级组成，这些混频级馈入模数转换器 (ADC)。 典型的超外差收发器架构如图 1 所示。       &am amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https:// www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure1.png?w=435 ' alt= '图 1'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; 图1。 传统的 X 和 Ku 波段超外差接收和发射信号链。 第一转换级将输入 RF 频率上变频或下变频到带外频谱。 第一个 IF（中频）的频率取决于频率和杂散规划，以及混频器性能和 RF 前端的可用滤波器。 然后将第一个 IF 向下转换为 ADC 可以数字化的较低频率。 尽管 ADC 在处理更高带宽的能力方面取得了令人瞩目的进步，但如今它们的上限约为 2 GHz，以实现最佳性能。 在更高的输入频率下，性能与输入频率之间存在权衡。 必须考虑的输入频率，以及更高的输入速率需要更高的时钟速率，这会提高功率。 除了混频器，还有滤波器、放大器和步进衰减器。 过滤用于拒绝不需要的带外 (OOB) 信号。 如果不加以检查，这些信号会产生杂散，落在所需信号之上，使其难以或无法解调。 放大器设置系统的噪声系数和增益，提供足够的灵敏度来接收小信号，同时不会提供太多以至于 ADC 过饱和。 需要注意的另一件事是，这种架构经常需要表面声波 (SAW) 滤波器来满足 ADC 中抗混叠的严格滤波要求。 SAW 滤波器的急剧滚降可以满足这些要求。 然而，也引入了显着的延迟和纹波。 图 2 显示了一个用于 X 波段的超外差接收机频率规划示例。 在此接收器中，需要以 8 MHz 带宽接收 12 GHz 和 200 GHz 之间的信号。 所需频谱与可调谐本地振荡器 (LO) 混合以生成 5.4 GHz 的 IF。 然后 5.4 GHz IF 与 5 GHz LO 混合以产生最终的 400 MHz IF。 最终的 IF 范围为 300 MHz 至 500 MHz，这是许多 ADC 可以表现良好的频率范围。       &am amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https:// www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure2.png?w=435 ' alt= '图 2'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; 图2。 X 波段接收机的频率规划示例。 接收器规范——重要的内容 除了众所周知的增益、噪声系数和三阶截取点规范之外，影响任何接收器架构频率规划的一些典型规范包括镜像抑制、IF 抑制、自生杂散和 LO 辐射。 镜像杂散——感兴趣频带外的 RF 与 LO 混合以在 IF 中生成音调。 IF 杂散 — 处于 IF 频率的 RF 在混频器之前潜入滤波并在 IF 中显示为一个音调。 LO 辐射 — 来自 LO 的 RF 泄漏到接收器链的输入连接器。 LO 辐射提供了一种检测方式，即使在仅接收操作中也是如此（见图 3）。       &am amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/media/analog/en/landing-页/技术文章/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure3.png?w=435 ' alt='Figure 3'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; 图 3。 LO 辐射通过前端泄漏回。 自生杂散 — 中频杂散由接收器内的时钟或本地振荡器混合产生。 镜像抑制规范适用于第一和第二混合阶段。 在 X 和 Ku 波段的典型应用中，第一个混频级可能以 5 GHz 至 10 GHz 范围内的高 IF 为中心。 由于图像落在 Ftune + 2 × IF 处，因此此处需要高 IF，如图 4 所示。 因此，IF 越高，图像频带下降得越远。 这个镜像频带必须在到达第一个混频器之前被拒绝，否则这个范围内的带外能量将在第一个 IF 中显示为杂散。 这是通常使用两个混合阶段的主要原因之一。 如果有单个混频级，IF 为数百 MHz，则在接收机前端很难抑制镜像频率。       &am amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/ -/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure4.png?w=435 ' alt='Figure 4'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; 图 4。 图像混合成 IF。 当将第一个 IF 向下转换为第二个 IF 时，第二个混频器也存在镜像频带。 由于第二个 IF 的频率较低（从几百 MHz 到 2 GHz），第一个 IF 滤波器的滤波要求可能会有很大差异。 对于第二个 IF 为几百 MHz 的典型应用，使用高频第一个 IF 进行滤波可能非常困难，需要大型定制滤波器。 由于高频和典型的窄抑制要求，这通常是系统中最难设计的滤波器。 除了镜像抑制之外，从混频器返回到接收输入连接器的 LO 功率电平必须被积极地过滤。 这确保了由于辐射功率而无法检测到用户。 为了实现这一点，LO 应该放置在 RF 通带之外，以确保可以实现足够的滤波。 介绍高中频架构 最新的集成收发器产品包括 AD9371，这是一款 300 MHz 至 6 GHz 直接变频收发器，具有两个接收通道和两个发射通道。 接收和发送带宽可在 8 MHz 至 100 MHz 范围内调节，并可针对频分双工 (FDD) 或时分双工 (TDD) 操作进行配置。 该部件采用 12 mm2 封装，在 TDD 模式下功耗约为 3 W，在 FDD 模式下功耗约为 5 W。 随着正交误差校正 (QEC) 校准的进步，实现了 75 dB 至 80 dB 的镜像抑制。       &am amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/ -/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure5.png?w=435 ' alt='Figure 5'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; 图 5。 AD9371直接转换收发器框图。 集成收发器 IC 性能的提升开辟了新的可能性。 AD9371 集成了第二个混频器、第二个 IF 滤波和放大、可变衰减 ADC，以及信号链的数字滤波和抽取。 在该架构中，调谐范围为 9371 MHz 至 300 GHz 的 AD6 可调谐至 3 GHz 至 6 GHz 之间的频率并直接接收第一个中频（见图 6）。 AD16 在 19 GHz 时增益为 3 dB，NF 为 40 dB，OIP5.5 为 9371 dBm，非常适合用作 IF 接收器。       &am amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure6.png?w=435' alt='Figure 6'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; 图 6。 X 或 Ku 波段收发器，AD9371 作为 IF 接收器。 使用集成收发器作为 IF 接收器，不再需要考虑通过第二个混频器的镜像，就像超外差接收器的情况一样。 这可以大大减少第一个 IF 条中所需的滤波。 然而，仍然必须有一些过滤来解决收发器中的二阶效应。 第一个 IF 条现在应该提供两倍于第一个 IF 频率的滤波以消除这些影响——这比过滤掉第二个镜像和第二个 LO 容易得多，后者可能接近数百 MHz。 这些过滤要求通常可以通过低成本、小型现成 LTCC 滤波器来解决。 这种设计还为系统提供了高度的灵活性，并且可以轻松地重用于不同的应用程序。 提供灵活性的一种方式是中频频率选择。 IF 选择的一般经验法则是通过前端滤波将其置于比所需频谱带宽高 1 GHz 至 2 GHz 的范围内。 例如，如果设计人员希望通过前端滤波器获得从 4 GHz 到 17 GHz 的 21 GHz 频谱带宽，则可以将 IF 置于 5 GHz 的频率（比所需的 1 GHz 带宽高 4 GHz）。 这允许在前端实现可实现的过滤。 如果只需要 2 GHz 的带宽，则可以使用 3 GHz 的中频。 此外，由于 AD9371 的软件可定义特性，很容易为认知无线电应用动态更改 IF，在这些应用中可以避免检测到阻塞信号。 AD9371 在 8 MHz 至 100 MHz 范围内可轻松调节的带宽进一步允许避免感兴趣信号附近的干扰。 由于高中频架构中的高度集成，我们最终得到了一个接收器信号链，它占用了等效超外差所需空间的约 50%，同时将功耗降低了 30%。 此外，高中频架构是比超外差架构更灵活的接收器。 这种架构是低 SWaP 市场的推动者，在这些市场中，需要小尺寸且不损失性能。 采用高中频架构的接收机频率规划 高中频架构的优势之一是能够调谐中频。 这在尝试创建避免任何干扰杂散的频率规划时特别有利。 当接收到的信号与混频器中的 LO 混合并产生 m × n 杂散而不是 IF 频带内的所需音调时，可能会产生干扰杂散。 混频器根据公式 m × RF ± n × LO 生成输出信号和杂散，其中 m 和 n 是整数。 接收到的信号会产生 m × n 杂散，该杂散可能落入 IF 频段，在某些情况下，所需的音调可能会导致特定频率的交叉杂散。 例如，如果我们观察一个设计为接收 12 GHz 至 16 GHz 频率且中频为 5.1 GHz 的系统，如图 7 所示，导致带内出现杂散的 m × n 镜像频率可以通过以下公式找到: & ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical -articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure7.png?w=435 ' alt='Figure 7'&amp ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp ;amp;amp;gt; 图 7。 12 GHz 至 16 GHz 接收器和发射器高中频架构。 在这个等式中，RF 是混频器输入端的 RF 频率，它会导致一个音调下降到 IF。 我们用一个例子来说明。 如果接收器调谐到 13 GHz，则意味着 LO 频率为 18.1 GHz (5.1 GHz + 13 GHz)。 将这些值代入前面的方程并允许 m 和 n 的范围从 0 到 3，我们得到以下 RF 方程：结果如下表：表 1。 M×N个伪表18.1 GHz的LO MN RFsum（GHz）的RFdif（千兆赫）1 1 23.200 13.000 1 2 41.300 31.100 1 3 59.400 49.200 2 1 11.600 6.500 2 2 20.650 15.550 2 3 29.700 24.600 3 1 7.733 4.333 3 2 13.767 10.367 3 3 19.800 16.400 在表中，第一行/第四列显示了所需的 13 GHz 信号，这是混频器中 1 × 1 乘积的结果。 第五列/第四行和第八列/第三行显示了可能出现问题的带内频率，这些频率可能会显示为带内杂散。 例如，15.55 GHz 信号在 12 GHz 至 16 GHz 所需范围内。 输入端的 15.55 GHz 音调与 LO 混合，生成 5.1 GHz 音调（18.1 × 2–15.55 × 2 = 5.1 GHz）。 其他行（2、3、4、6、7 和 9）也可能造成问题，但由于它们在带外，它们可以被输入带通滤波器过滤。 杂散电平取决于几个因素。 主要因素是混合器的性能。 由于混频器本质上是一种非线性设备，因此该部件内部会产生许多谐波。 根据混频器内部二极管的匹配程度以及混频器针对杂散性能的优化程度，将确定输出电平。 混频器杂散图通常包含在数据表中，可以帮助确定这些电平。 表 2 显示了 HMC773ALC3B 的混频器杂散图示例。 该图表指定了相对于所需 1 × 1 音调的杂散 dBc 电平。 表2。 混合器圆柱图表HMC773ALC3B N×LO 0 1 2 3 4 5米×RF 0 - 14.2 35 32.1 50.3 61.4 1 -1.9 - 17.7 31.1 32.8 61.2 2 83 55.3 60 59.6 6 73.7 87.9 3 82.6 86.1 68 68.5 61.9 85.9 4 76 86.7 82.1 77.4 74.9 75.8 5 69.3 74.7 85.3 87 85.1 62 有了这个杂散图，再加上表 1 中进行的分析的扩展，我们可以生成 m × n 图像色调可能会干扰我们的接收器和在什么等级。 可以生成一个电子表格，其输出类似于图 8 中所示的输出。       &am amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure8.png?w=435' alt='Figure 8'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; 图 8。 12 GHz 至 16 GHz 接收器的 m × n 图像。 在图 8 中，蓝色部分显示了所需的带宽。 线条显示不同的 m × n 图像及其级别。 从该图表中，很容易看出在混频器之前需要哪些滤波要求才能满足干扰要求。 在这种情况下，有几个镜像杂散落在带内并且无法过滤。 我们现在将看看高 IF 架构的灵活性如何让我们能够解决这些杂散中的一些问题，这是超外差架构无法承受的。 在接收器模式下避免干扰 图 9 中的图表显示了一个类似的频率规划，范围从 8 GHz 到 12 GHz，默认 IF 为 5.1 GHz。 该图表给出了混频器杂散的不同视图，显示了中心调谐频率与频率的关系。 m × n 镜像频率，与前面所示的杂散电平相反。 此图表中的粗体 1:1 对角线显示了所需的 1 × 1 杂散。 图中的其他线条代表 m × n 图像。 该图的左侧是在 IF 调谐中没有灵活性的表示。 在这种情况下，IF 固定在 5.1 GHz。 调谐频率为 10.2 GHz 时，2 × 1 镜像杂散穿过所需信号。 这意味着，如果您调谐到 10.2 GHz，附近的信号很有可能会阻止接收感兴趣的信号。 右图显示了通过灵活的 IF 调谐解决此问题的方法。 在这种情况下，IF 从 5.1 GHz 切换到 4.1 GHz 附近的 9.2 GHz。 这可以防止出现交叉杂散。       &am amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure9.png?w=435' alt='Figure 9'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; 图 9。 没有 IF 灵活性的 m × n 分频杂散（顶部）并通过 IF 调谐避免分频（底部）。 这只是一个简单的例子，说明如何使用高 IF 架构避免阻塞信号。 当结合智能算法来确定干扰并计算新的潜在 IF 频率时，有许多可能的方法使接收器能够适应任何频谱环境。 就像在给定范围（通常为 3 GHz 至 6 GHz）内确定合适的中频一样简单，然后根据该频率重新计算和编程本振。 使用高中频架构的发射机频率规划 与接收频率规划一样，可以利用高中频架构的灵活特性来改善发射机的杂散性能。 而在接收器端，频率内容有些不可预测。 在发射端，更容易预测发射器输出的杂散。 可以使用以下等式预测此 RF 内容：其中 IF 由 AD9371 的调谐频率预定义和确定，而 LO 由所需的输出频率确定。 可以在发射端生成与为接收器通道所做的类似的混频器图表。 图 10 显示了一个示例。 在此图表中，最大的杂散是镜像和 LO 频率，可以在混频器之后使用带通滤波器将其滤除至所需水平。 在 FDD 系统中，杂散输出可能会降低附近接收器的灵敏度，带内杂散可能会出现问题，这就是 IF 调谐的灵活性可以派上用场的地方。 在图 10 的示例中，如果使用 5.1 GHz 的静态 IF，则发射机输出上将存在交叉杂散，该信号将接近 15.2 GHz。 通过在 4.3 GHz 的调谐频率下将 IF 调整到 14 GHz，可以避免交叉杂散。 这在图 11 中进行了描述。       &am amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure10.png?w=435' alt='Figure 10'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; 图 10。 无滤波输出杂散。       &am amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure11.png?w=435' alt='Figure 11'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; 图 11。 静态 IF 导致交叉杂散（顶部），IF 调谐以避免交叉杂散（底部）。 设计实例——宽带 FDD 系统为了展示这种架构可以实现的性能，原型接收器和发射器 FDD 系统使用现成的 ADI 组件构建，并配置为在接收频段中运行 12 GHz 至 16 GHz，和 8 GHz 至 12 GHz 在传输频段中运行。 使用 5.1 GHz 的 IF 来收集性能数据。 LO 设置为 17.1 GHz 至 21.1 GHz 的接收通道和 13.1 GHz 至 17.1 GHz 的发射通道。 原型的框图如图 12 所示。 在该图中，X 和 Ku 转换器板显示在左侧，AD9371 评估卡显示在右侧。       &am amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure12.png?w=435' alt='Figure 12'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; 图 12。 X 和 Ku 波段接收机和发射机 FDD 原型系统的框图。 增益、噪声系数和 IIP3 数据是在接收下变频器上收集的，如图 13（顶部）所示。 总体而言，增益为 ~20 dB，NF 为 ~6 dB，IIP3 为 ~–2 dBm。 使用均衡器可以完成一些额外的增益调整，或者可以使用 AD9371 中的可变衰减器进行增益校准。       &am amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure13.png?w=435' alt='Figure 13'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; 图 13。 Ku 波段接收器数据（顶部），X 波段发射器数据（底部）。 还测量了发射上变频器，记录其增益、0 P1dB 和 OIP3。 该数据绘制在图 13（底部）中的频率范围内。 增益为 ~27 dB、P1 dB ~22 dBm 和 OIP3 ~32 dBm。 当此板与集成收发器耦合时，接收和发送的总体规格如表 3 所示。 表3。 整体系统性能表 Rx，12 GHz 至 16 GHz Tx，8 GHz 至 12 GHz 增益 36 dB 输出功率 23 dBm 噪声 图 6.8 dB 本底噪声 –132 dBc/Hz IIP3 –3 dBm OIP3 31 dBm 引脚，最大值（无 AGC ) –33 dBm OP1dB 22 dBm In-Band m × n –60 dBc In-Band Spurs –70 dBc 功率 3.4 W 功率 4.2 W 总体而言，接收机的性能符合超外差架构，同时功率大大降低. 对于接收器链，等效的超外差设计将消耗超过 5 W。 此外，原型板的制造没有优先考虑减小尺寸。 通过适当的 PCB 布局技术，以及将 AD9371 与下变频器​​集成到同一 PCB 上，使用这种架构的解决方案的整体尺寸可以压缩到仅 4 到 6 平方英寸。 与等效的超外差解决方案相比，这显示了显着的尺寸节省，后者将接近 8 到 10 平方英寸。

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