EMC测试现场资格：现场电压驻波比与时域反射法

从概念上讲，SVSWR方法非常简单易懂。 与任何VSWR测量一样，目标是测量驻波的最大值和最小值，如图1所示。这些值的比值为VSWR。 VSWR测量的最常见应用是评估传输线。 如果在传输线的末端和负载之间（例如），在传输线的末端存在阻抗不匹配，则将存在边界条件，导致反射波。 反射波将在传输线上的各个位置与来自源的连续波进行建设性或破坏性的相互作用。 生成的构造（直接波和反射波组合）是驻波。 在CISPR 14-1中的设备所需的传导功率测试中可以找到一个简单的例子。 在此测试中，换能器（电源夹）沿着产品的延长电源线移动，以尝试在感兴趣的频率范围内测量电源线上的最大电压。 在不完善的测试站点上会实现相同的事件。 传输线是从被测设备到接收天线的路径。 在测试环境中，其他对象会产生反射波。 这些物体的范围从房间的墙壁到建筑物和汽车（在开放区域的测试地点）。 就像传输线一样，也会产生驻波。 图2显示了针对现场VSWR或SVSWR测试的测试设置。

驻波的物理尺寸是准确测量驻波的关键因素。 同样，目标是找到最大值和最小值。 CISPR 16-1-4中的SVSWR测试建议通过沿着腔室内的一条直线移动发射天线，并在用于产品测试的正常位置使用发射天线来测量接收电压，从而在测试现场测量驻波。 就像在传导功率测试或类似的VSWR测量中一样，需要换能器连续运动，或者在SVSWR情况下，需要连续发射天线，以确保捕获驻波的最大值和最小值。 这可以在每个频率下完成，但只能花费大量的时间和金钱。 因此，CISPR工作组决定针对每个体积位置仅折衷和测量六个物理位置（参见图3）。 减少测试时间的唯一其他选择是降低测量的频率分辨率（例如，测量更少的频率，但在每个频率下测量更多的位置）。 该选项的问题在于，许多反射的对象可能具有较窄的光谱特性。 换句话说，某些材料在狭窄的频率范围内可能具有明显的反射性。 因此，工作组决定将最大50 MHz步长应用于测试，从而在340-1 GHz范围内产生至少18个频率，但只有六个位置，如图3所示。

图3：SVSWR测量位置和位置
仅在离散数量的位置处对驻波进行采样可以合理地提供足够的精度，以根据步长的大小来计算近似的SVSWR。 但是，另一个折衷方案是在每个频率上具有相同的规定位置，以便通过移动天线和扫描频率来节省时间。 所选位置为0，+ 2，+ 10，+ 18，+ 30，+ 40厘米。 试想像一下，在标有六个标记的标尺上叠加一个符号波。 现在想象将符号波压缩为越来越短的波长。 图4说明了这种思想实验。 在某些频率下，所选位置将永远不会接近符号波的真实最大值或最小值。 这是一个折衷方案，将导致合规性偏差，例如，结果始终低于真正的SVSWR。 该偏差是一个误差项，不应与测量不确定性贡献相混淆。

图4：SVSWR测量位置与波长的关系
误差项有多大？ 如果我们考虑图4所示的示例，很明显波长为2厘米。 那将是一个15 GHz的符号波。 在该频率下，将无法测量驻波，因为波长为2 cm，其他位置甚至是2的倍数（10、18、30和40 cm）！ 当然，在7.5 GHz时也会发生相同的问题。 实际上，在每个频率下，采样都不会测量最大值或最小值。

实验室必须按照CISPR 3-16-1在两个极性和至少两个高度的范围内测量图4中所示的四个位置。 测量范围是1-18 GHz。 直到最近，只有满足方向图要求的可用天线才是1-6 GHz和6-18 GHz型号。 结果是测试时间如公式1所示：

其中：tx =执行功能x的时间，ny =必须执行活动Y的次数。


公式1：估算SVSWR的测试时间
位置，位置，极性，高度和天线的这种组合的结果导致相当长的测试。 这段时间代表了实验室的机会成本。
机会成本是可以代替进行此冗长测试而可以实现的收入。 例如，此测试的典型测试时间至少为三个测试班次。 如果一个实验室的班次收费为2,000美元，则该测试代表每年的机会成本（假设按建议对站点进行了每年检查），费用至少为6,000-12,000美元。 这不包括特殊天线的初始成本（14,000美元）。


定位不确定度
SVSWR方法的每次测量都需要将发送天线定位到指定的位置（0、2、10、18、30、40 cm）。 由于计算是针对距离进行校正的，因此定位的可重复性和可重复性直接影响测量的不确定性。 问题就变成了，以最小2 cm的增量递增定位天线是如何可重复和可再现的？ UL最近进行的量具研究表明，这种贡献约为2.5 mm或15 GHz波长的18％。 该贡献者的大小将取决于驻波的频率和幅度（未知数）。

与定位有关的第二个因素是角度与天线方向图的关系。 CISPR 16-4-1中的天线方向图要求在H平面中大约具有+/- 2或3 dB的可变性，在E平面中甚至更大。 如果您选择两个天线具有不同的方向图，但都满足方向图要求，则结果可能会大不相同。 除了该天线到天线的可变性（可再现性问题）以外，用于发射的天线也不具有标准所示的完全对称的方向图（例如，方向图的角度增量很小）。 结果，发射天线与接收天线的对准的任何变化都会导致接收电压的变化（可重复性问题）。 图5说明了角度较小的SVSWR天线的实际方向图变化。 这些真实的图案特征导致明显的角度定位变化。


图5：SVSWR天线方向图
在所示示例中，天线增益随相对较小的角度旋转而变化会导致多达1 dB的可变性。获取SVSWR的时域方法

CISPR 16-1-4中的SVSWR方法基于空间上移动天线来改变直射波和来自腔室缺陷的反射波之间的相位关系。 如前所述，当波相长相加时，两个天线之间会出现一个峰值响应（Emax），而当波相消相加时，会出现一个最小响应（Emin）。 传输可以表示为

其中E是接收到的场强。

ED是直接路径信号，N是从该位置反射的总数（这可能包括来自腔室壁或开放区域的位置不完美的单次或多次反射）。 ER（i）是第I个反射信号。 为了便于推导，让我们假设只有一个反射信号（这不会失去一般性）。 站点的站点VSWR（或相对纹波大小）可以表示为

通过求解方程式3，我们获得反射信号与直接信号的比率
从等式4可以看出，这两个术语，即反射信号与直接信号之比（相对）和站点VSWR（S），描述了相同的物理量-站点反射水平的度量。 通过测量驻波VSWR（如CISPR 16-1-4中的情况），我们可以确定反射波相对于直接波有多大。 在理想情况下，没有反射，导致Erelative = 0，S = 1。

如前所述，为了检测反射信号和直接信号之间的比率，在CISPR 16-1-4中的站点VSWR方法中，我们更改了分隔距离，以便可以改变直接路径和反射信号之间的相位关系。 随后，我们从这些标量响应中得出SVSWR。 事实证明，我们可以使用矢量（电压和相位）测量来获取相同的SVSWR，而无需实际移动天线。 这可以借助现代矢量网络分析仪（VNA）和时域转换来完成。 注意，公式2至4在频域或时域均成立。 但是，在时域中，我们可以将反射信号与直接信号区分开，因为它们到达接收天线的时间点是不同的。 可以将其视为从发射天线发出的脉冲。 在时域中，直接波将首先到达接收天线，而反射波将随后到达。 通过应用时间选通（时间滤波器），可以将直接信号的效果与反射信号的效果分开。

实际测量是使用VNA在频域中执行的。 然后使用逆傅立叶变换将结果变换到时域。 在时域中，应用时间门控来解析直接信号和反射信号。 图6显示了两个天线之间的时域响应示例（通过使用频域测量中的傅立叶逆变换）。 图7显示了直接信号被选通的相同时域响应。 最后，使用傅里叶变换将时域数据（解析后）转换回频域。 例如，当将图7中的数据转换回频域时，它表示ER与频率的关系。 最后，我们通过不同的途径获得了与CISPR空间变化方法相同的相对误差。 尽管逆傅立叶变换（或后续的傅立叶变换）听起来像一项艰巨的任务，但实际上它是现代VNA中的内置函数。 只需按几个按钮即可。

图6：两个有孔瞄准天线之间的时域响应（来自VNA数据的傅立叶逆变换）。 标记1显示了直接信号，该信号出现在距发射天线10 ns x（3 x 108 m / s）= 3 m的位置。

图7：直接信号被选通时的时域响应–仅留下延迟到达（反射）的信号。
后续步骤：进一步改进时域SVSWR方法我们已经确定，通过空间运动的SVSWR和通过时域的SVSWR产生等效数据。 经验测量可以验证这一点。 仍然存在的问题是：这是否是被测设备（EUT）最具代表性的数据，由于天线的选择我们可以实现哪些不确定性？ 参照等式2，所有反射在被求和之前被天线方向图修改。 为简单起见，让我们考虑一个可以忽略多反射的测试室。 这样，我们在传输路径中就有七个术语，即直接信号和来自四壁（天花板和地板）的反射。 在CISPR 16-1-4中，对发射天线方向图有非常具体的要求。 出于实际原因，这些要求绝不是限制性的。 例如，假设后壁反射是主要缺陷，并且天线的前后比率为6 dB（在CISPR 16规范内）。 对于使用完美各向同性天线测得的SVSWR = 2（6 dB）的站点，ER / ED为1/3。 如果我们使用前后比为6 dB的天线，则测得的SVSWR变为前后比率为6 dB的天线将SVSWR低估了20 * log（2.0 / 1.4）= 2.9 dB。 上面的示例显然过于简化。 当考虑腔室的所有其他反射以及天线方向图的所有变化时，潜在的不确定性甚至更大。 在另一个极化中（在E平面中），不可能有一个物理的各向同性天线。 定义所有实际物理天线都必须满足的严格天线方向图是一个更大的挑战。

与模式变化有关的难题可以通过旋转发射天线来解决。 在此方案中，我们不需要具有宽波束的天线-通常在该频率范围内使用的熟悉的双脊形波导天线将可以正常工作。 仍然最好具有较大的前后比（可以通过在天线后面放置一小块吸收器来轻松地提高它的比值）。 除了我们也将发射天线旋转360°并执行最大保持之外，其实现方式与先前针对时域方法讨论的实现方式相同。 该方案不是一次尝试照亮所有墙壁，而是一次执行一次。 此方法产生的结果与尝试同时广播到所有墙的尝试略有不同。 可以说，这是对站点性能的更好度量，因为实际的EUT可能具有较窄的波束，而不是看起来像特制的天线。 除了避免由于天线方向图引起的混乱情况之外，我们还可以查明腔室或OATS中发生缺陷的位置。 可以从旋转角度以及信号传播所需的时间（因此到发生反射的距离）中确定位置。


结论

时域方法的好处很多。 它避免了前面讨论的欠采样问题的陷阱。 该方法不依赖于将天线物理地移动到几个离散的位置，并且来自时域的SVSWR表示站点的真实值。 同样，在CISPR方法中，为了归一化由于路径长度引起的影响，必须知道天线之间的确切距离。 由于距离引起的任何不确定性都会转化为SVSWR的不确定性（考虑到所需的小增量，这甚至更具挑战性）。 在时域中，没有距离归一化不确定性。 另外，对于最终用户而言，最有吸引力的功能可能是时域SVSWR的耗时要少得多。 测试时间减少了将近六倍（请参见公式1）。

完全消声的腔室在腔室的所有四面墙壁，地板和天花板上均进行了吸收剂处理。 时域反射率（TDR）测量不仅可以提供对此类测试站点的准确评估，还可以提供其他信息，例如与理想站点偏离的最大因素来自何处。

有人可能会争辩说，在CISPR方法中，由于天线被移动，反射点在腔室壁上移动，并且覆盖了更多的瑕疵区域。 这是一条红鲱鱼。 移动接收天线的目的仅是改变相位关系。 总距离为40厘米。 由于几何形状的平移（如果传输路径平行于腔室壁），它可以平移到壁上20厘米（7.9英寸）的覆盖范围。 为了使该理论可行，我们实际上需要假设吸收器的反射特性在整个20 cm上都是均匀的。 为了覆盖更多区域，需要像CISPR 16-1-4（前，中，左，右位置）中那样，大幅度地移动天线。 网站图标

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