数字下变频器有什么变化——第 1 部分

许多当前的无线电架构包含下变频级，可将 RF 或微波频带向下转换为中频以进行基带处理。 无论最终应用是什么，无论是通信、航空航天和国防，还是仪器仪表，感兴趣的频率都在不断推高射频和微波频谱。 这种情况的一种可能解决方案是使用越来越多的下变频级，如图 1 所示。 然而，另一种更有效的解决方案是使用带有集成数字下变频器 (DDC) 的 RF ADC，如图 2 所示。 图1。 具有下变频级的典型接收器模拟信号链。 将 DDC 功能与 RF ADC 集成，无需额外的模拟下变频级，并允许将 RF 频域中的频谱直接下转换为基带进行处理。 RF ADC 在千兆赫频域中处理频谱的能力减轻了在模拟域中执行潜在多次下变频的需要。 DDC 的能力允许频谱的稳定性以及通过抽取滤波进行滤波，这也提供了改善频带内动态范围（增加 SNR）的优势。 有关此主题的其他讨论可以在此处找到，“不是您祖父的 ADC”和此处，“千兆采样 ADC 承诺直接 RF 转换”。 这些文章提供了一些关于 AD9680 和 AD9625 及其 DDC 功能的额外讨论。 图2。 使用带有 DDC 的 RF ADC 的接收器信号链。 此处主要关注 AD9680（以及 AD9690、AD9691 和 AD9684）中存在的 DDC 功能。 为了了解 DDC 的功能以及如何在 DDC 与 ADC 一起使用时分析输出频谱，我们将看一下 AD9680-500 的示例。 作为辅助，将使用 ADI 网站上的频率折叠工具。 这个简单而强大的工具可用于帮助理解 ADC 的混叠效应，这是分析具有集成 DDC（例如 AD9680）的 RF ADC 中的输出频谱的第一步。 在本例中，AD9680-500 以 368.64 MHz 的输入时钟和 270 MHz 的模拟输入频率运行。 首先，了解 AD9680 中数字处理模块的设置很重要。 AD9680 将设置为使用数字下变频器 (DDC)，其中输入为实数，输出为复数，数控振荡器 (NCO) 调谐频率设置为 98 MHz，启用半带滤波器 1 (HB1)，并且启用了 6 dB 增益。 由于输出是复数，复数到实数转换模块被禁用。 DDC 的基本图如图 3 所示。 为了理解输入音是如何处理的，重要的是要理解信号首先通过 NCO，它在频率上移动输入音，然后通过抽取，可选地通过增益块，然后可选地通过复杂到真实的转换。 图3。 AD9680 中的 DDC 信号处理模块。 了解通过 AD9680 的信号流的宏观视图也很重要。 信号通过模拟输入进入，通过 ADC 内核，进入 DDC，然后通过 JESD204B 串行器，然后通过 JESD204B 串行输出通道输出。 图 9680 中的 AD4 框图说明了这一点。 图4。 AD9680框图。 输入采样时钟为 368.64 MHz，模拟输入频率为 270 MHz，输入信号将混叠到 98.64 MHz 处的第一个奈奎斯特区。 输入频率的二次谐波将混叠到 171.36 MHz 的第一奈奎斯特区，而三次谐波混叠到 72.72 MHz。 图 5 中的频率折叠工具图说明了这一点。 图5。 频率折叠工具展示的 ADC 输出频谱。 图 5 中所示的频率折叠工具图给出了信号在通过 AD9680 中的 DDC 之前在 ADC 内核输出处的状态。 信号在 AD9680 中通过的第一个处理块是 NCO，它将频域中的频谱向左移动 98 MHz（回想一下我们的调谐频率是 98 MHz）。 这会将模拟输入从 98.64 MHz 移至 0.64 MHz，二次谐波将移至 73.36 MHz，三次谐波将移至 –25.28 MHz（回想一下，我们正在查看复数输出）。 这显示在下面图 6 中 Visual Analog 的 FFT 图中。 图6。 在 NCO = 98 MHz 的 DDC 之后的 FFT 复数输出，并以 2 为单位抽取。 从图 6 中的 FFT 图中，我们可以清楚地看到 NCO 如何改变我们在频率折叠工具中观察到的频率。 有趣的是，我们在 FFT 中看到了一个无法解释的音调。 然而，这种语气真的是莫名其妙吗？ NCO 不是主观的，它会改变所有频率。 在这种情况下，它已将基波输入音调的混叠从 98 MHz 移至 0.64 MHz，并将二次谐波移至 73.36 MHz，将三次谐波移至 –25.28 MHz。 此外，另一种音调也发生了偏移，出现在 86.32 MHz 处。 这语气究竟是从哪里来的？ DDC 或 ADC 的信号处理是否以某种方式产生了这种音调？ 嗯，答案是否定的……是的。 让我们更仔细地看一下这个场景。 频率折叠工具不包括 ADC 的直流偏移。 该直流偏移导致出现在直流（或 0 Hz）处的音调。 频率折叠工具假设有一个没有直流偏移的理想 ADC。 在 AD9680 的实际输出中，0 Hz 处的直流偏置音在频率上向下移动至 –98 MHz。 由于复杂的混合和抽取，这个直流偏移音会折回到实际频域中的第一个奈奎斯特区。 当查看一个复输入信号时，其中一个音调移入负频域中的第二个奈奎斯特区，它将绕回到实频域中的第一个奈奎斯特区。 由于我们以等于 92.16 的抽取率启用抽取，因此抽取的奈奎斯特区宽度为 368.64 MHz（回想一下：fs = 184.32 MHz，抽取的采样率为 92.16 MHz，其奈奎斯特区为 XNUMX MHz）。 直流偏置音移至 –98 MHz，与 5.84 MHz 处的抽取奈奎斯特区域边界相差 92.16 MHz。 当该音调折回到第一个奈奎斯特区时，它最终与实际频域中奈奎斯特区边界的偏移相同，即 92.16 MHz – 5.84 MHz = 86.32 MHz。 这正是我们在上面的 FFT 图中看到的音调！ 所以从技术上讲，ADC 正在产生信号（因为它是直流偏移），而 DDC 只是稍微移动它。 这就是良好的频率规划的用武之地。 适当的频率规划有助于避免这种情况。 现在我们已经查看了一个使用 NCO 和 HB1 滤波器且抽取率等于 XNUMX 的示例，让我们为示例添加更多内容。 现在，我们将增加 DDC 中的抽取率，以查看在采用更高抽取率以及使用 NCO 进行频率调谐时频率折叠和转换的效果。 在本例中，我们将查看 AD9680-500 以 491.52 MHz 的输入时钟和 150.1 MHz 的模拟输入频率运行。 AD9680 将设置为使用数字下变频器 (DDC) 和实数输入、复数输出、NCO 调谐频率为 155 MHz、半带滤波器 1 (HB1) 和半带滤波器 2 (HB2) 启用（总共抽取率等于四），并启用 6 dB 增益。 由于输出是复数，复数到实数转换模块被禁用。 回想一下图 3 中 DDC 的基本图，它给出了通过 DDC 的信号流。 再一次，信号首先通过 NCO，它会改变输入音调的频率，然后通过抽取，通过增益模块，在我们的例子中，绕过复数到实数的转换。 我们将再次使用频率折叠工具来帮助了解 ADC 的混叠效应，以评估模拟输入频率及其谐波在频域中的位置。 在本例中，我们有一个真实信号，采样率为 491.52 MSPS，抽取率设置为 XNUMX，输出为复数。 在 ADC 的输出端，使用频率折叠工具显示的信号如下图 7 所示。 图7。 频率折叠工具展示的 ADC 输出频谱。 输入采样时钟为 491.52 MHz，模拟输入频率为 150.1 MHz，输入信号将驻留在第一个奈奎斯特区。 300.2 MHz 输入频率的二次谐波将混叠到 191.32 MHz 的第一奈奎斯特区，而 450.3 MHz 的三次谐波会混叠到 41.22 MHz 的第一奈奎斯特区。 这是 ADC 输出端信号通过 DDC 之前的状态。 现在让我们看看信号如何通过 DDC 内部的数字处理模块。 我们将在信号通过每个阶段时查看信号，并观察 NCO 如何移动信号以及抽取过程随后如何折叠信号。 我们将根据输入采样率 491.52 MSPS 维护该图，而 fs 项将与该采样率相关。 让我们观察一下图 8 所示的一般过程。 NCO 会将输入信号左移。 一旦复数（负频）域中的信号偏移超过 –fs/2，它将折回到第一个奈奎斯特区。 接下来，信号通过第一个抽取滤波器 HB2，它抽取 XNUMX。 在图中，我展示了抽取过程而不显示滤波器响应，即使操作一起发生。 这是为了简单起见。 在第一次抽取因子 4 后，从 fs/2 到 fs/4 的频谱转换为 –fs/XNUMX 和 dc 之间的频率。 同样，从 –fs/2 到 –fs/4 的频谱转换为 dc 和 fs/4 之间的频率。 信号现在通过第二个抽取滤波器 HB1，它也抽取 XNUMX（现在总抽取等于 XNUMX）。 fs/8 和 fs/4 之间的频谱现在将转换为 –fs/8 和 dc 之间的频率。 同样，–fs/4 和–fs/8 之间的频谱将转换为dc 和fs/8 之间的频率。 尽管图中指示了抽取，但未示出抽取滤波操作。 图8。 抽取滤波器对 ADC 输出频谱的影响——通用示例。 回想一下之前讨论的示例，输入采样率为 491.52 MSPS，输入频率为 150.1 MHz。 NCO 频率为 155 MHz，抽取率等于 154.94（由于 NCO 分辨率，实际 NCO 频率为 XNUMX MHz）。 这导致输出采样率为 122.88 MSPS。 由于 AD9680 配置为用于复数混频，因此我们需要在分析中包括复数频域。 图 9 显示频率转换非常繁忙，但通过仔细研究，我们可以通过信号流工作。 图9。 抽取滤波器对 ADC 输出频谱的影响——实际示例。 NCO 偏移后的频谱：基频从 +150.1 MHz 向下偏移至 –4.94 MHz。 基频图像从 –150.1 MHz 偏移并环绕到 186.48 MHz。 二次谐波从 191.32 MHz 移至 36.38 MHz。  三次谐波从 +41.22 MHz 移至 –113.72 MHz。 抽取 2 后的频谱：基频保持在 –4.94 MHz。 基波图像转换为 –59.28 MHz，并被 HB1 抽取滤波器衰减。 二次谐波保持在 36.38 MHz。 三次谐波被 HB2 抽取滤波器显着衰减。 4 次抽取后的频谱：基频保持在 –4.94 MHz。 基波图像保持在 –59.28 MHz。 二次谐波保持在 –36.38 MHz。 三次谐波被 HB1 抽取滤波器过滤并几乎消除。 现在让我们看看对 AD9680-500 的实际测量。 我们可以看到基波位于 –4.94 MHz。 基波的镜像驻留在 –59.28 MHz 处，幅度为 –67.112 dBFS，这意味着镜像已经衰减了大约 66 dB。 二次谐波位于 36.38 MHz。 请注意，VisualAnalog 没有正确找到谐波频率，因为它不解释 NCO 频率和抽取率。 图10。 DDC 后信号的 FFT 复数输出图，NCO = 155 MHz，抽取 4。 从 FFT 我们可以看到 AD9680-500 的输出频谱，其中 DDC 设置为真实输入和复数输出，NCO 频率为 155 MHz（实际 154.94 MHz），抽取率等于 XNUMX。 我鼓励您浏览信号流图以了解频谱是如何移动和转换的。 我还鼓励您仔细浏览本文中提供的示例，以了解 DDC 对 ADC 输出频谱的影响。 在分析 AD8、AD9680、AD9690 和 AD9691 的输出频谱时，我建议打印出图 9684 并将其放在手边以供参考。 在支持这些产品的过程中，我遇到了许多与 ADC 输出频谱中被认为无法解释的频率相关的问题。 然而，一旦完成分析并通过 NCO 和抽取滤波器分析信号流，很明显，最初被认为是频谱中无法解释的杂散实际上只是准确驻留在它们应有的位置的信号。 我希望在阅读和学习本文后，您在下次使用集成了 DDC 的 ADC 时能够更好地处理问题。 请继续关注第二部分，我们将继续关注 DDC 操作的其他方面以及我们如何模拟其行为。

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