数字下变频器有什么变化——第 2 部分

在本文的第一部分，数字下变频器有什么变化 - 第 1 部分，我们研究了行业推动在更高频率的 RF 频带中采样更高频率的努力，以及数字下变频器 (DDC) 如何实现这种类型的无线电架构。 讨论了与 AD9680 系列产品中的 DDC 相关的几个技术方面。 其中一个方面是更高的输入采样带宽允许无线电架构可以直接在更高的 RF 频率下采样并将输入信号直接转换为基带。 DDC 使 RF 采样 ADC 能够将此类信号数字化，而无需牺牲大量数据吞吐量。 驻留在 DDC 中的调谐和抽取滤波可用于调谐输入频带和过滤不需要的频率。 在这一部分中，我们将仔细研究抽取滤波并将其应用于第 1 部分中讨论的示例。 此外，我们将看看 Virtual Eval，它将 ADIsimADC 引擎整合到一个新的和改进的软件仿真工具中。 Virtual Eval 将用于演示模拟结果与示例中测量数据的匹配程度。 在第 1 部分中，我们查看了一个示例，其中我们在 DDC 中使用了 NCO 和抽取滤波，以查看 DDC 中频率折叠和转换的效果。 现在我们将仔细研究抽取滤波以及 ADC 混叠如何影响抽取滤波的有效响应。 我们将再次以 AD9680 为例。 抽取滤波器响应被归一化，以便可以看到和理解响应，并且可以将其应用于每个速度等级。 抽取滤波器响应简单地随采样率缩放。 在此处包含的滤波器响应图中，特定的插入损耗与 频率没有准确给出，而是形象地显示以说明滤波器的近似响应。 这些示例旨在提供对抽取滤波器响应的高级理解，以便大致了解滤波器通带和阻带所在的位置。 回想一下，AD9680 有四个 DDC，其中包括一个 NCO、多达四个级联半带 (HB) 滤波器（也称为抽取滤波器）、一个可选的 6 dB 增益模块和一个可选的复数到实数转换块，如图 1 所示。 正如我们在第 1 部分中所讨论的，信号首先通过 NCO，它会改变输入音调的频率，然后通过抽取，可选地通过增益模块，并可选地通过复数到实数的转换。 图1。 AD9680 中的 DDC 信号处理模块。 当在 AD9680 中启用复数到实数转换模块时，我们将首先查看 DDC 抽取滤波器。 这意味着 DDC 将被配置为接受实际输入并具有实际输出。 在 AD9680 中，复数到实数的转换会自动将输入频率的频率上移一个等于 fS/4 的量。 图 2 显示了 HB1 滤波器的低通响应。 这是 HB1 的响应，显示了真实和复杂的域响应。 为了了解滤波器的实际操作，重要的是首先查看实域和复域中的基本滤波器响应，以便可以看到低通响应。 HB1 滤波器的通带为真实奈奎斯特区的 38.5%。 它还有一个阻带，占真实奈奎斯特区的 38.5%，过渡带占剩余的 23%。 同样在复数域中，通带和阻带各占复奈奎斯特区的 38.5%（总共 77%），过渡带占剩余的 23%。 如图 2 所示，滤波器是实域和复域之间的镜像。 图2。 HB1 滤波器响应——真实和复杂的域响应。 现在我们可以通过启用复数到实数转换模块来观察当我们将 DDC 置于实数模式时会发生什么。 启用复数到实数的转换会导致频域中 fS/4 的偏移。 这在图 3 中进行了说明，其中显示了频移和由此产生的滤波器响应。 注意滤波器响应的实线和虚线。 实线和阴影区域表示这是 fS/4 频移后的新滤波器响应（产生的滤波器响应不能跨越奈奎斯特边界）。 虚线用于说明，以显示如果不运行到奈奎斯特边界将存在的滤波器响应。 图3。 HB1 滤波器响应—实数 DDC 模式（启用复数到实数转换）。 请注意，HB1 滤波器带宽在图 2 和图 3 之间保持不变。 两者之间的差异是 fS/4 频移和第一个奈奎斯特区域内的合成中心频率。 但是请注意，在图 2 中，信号的实部有 38.5% 的奈奎斯特，信号的复部有 38.5% 的奈奎斯特。 在图 3 中，启用复数到实数转换模块后，实数信号有 77% 的奈奎斯特值，而复数域已被丢弃。 除了 fS/4 频移之外，滤波器响应保持不变。 此外，请注意作为此转换的产物，抽取率现在等于 XNUMX。 有效采样率仍然是 fS，但奈奎斯特区中只有 77% 的可用带宽，而不是整个奈奎斯特区。 这意味着在启用 HB1 滤波器和复数到实数转换模块的情况下，抽取率等于 9680（有关更多信息，请参见 ADXNUMX 数据表）。 接下来，我们将研究不同抽取率（即启用多个半带滤波器）的滤波器响应以及 ADC 输入频率的混叠如何影响有效抽取滤波器响应。 HB1 的实际频率响应由图 4 中的蓝色实线给出。 虚线代表 HB1 由于 ADC 的混叠效应而产生的有效混叠响应。 由于频率输入到 2nd、3rd、4th 等。 奈奎斯特区混叠到 ADC 的第一个奈奎斯特区，HB1 滤波器响应有效地混叠到这些奈奎斯特区。 例如，驻留在 3fS/4 处的信号将混叠到 fS/4 处的第一个奈奎斯特区。 重要的是要了解 HB1 滤波器响应仅位于第一个 Nyquist 区域，并且 ADC 的混叠导致 HB1 滤波器的有效响应看起来混叠到其他 Nyquist 区域。 图4。 由于 ADC 混叠导致的 HB1 有效滤波器响应。 现在让我们看看我们启用 HB1 + HB2 的情况。 这导致抽取比为 XNUMX。 HB1 + HB2 滤波器的实际频率响应再次由蓝色实线给出。 滤波器通带的中心频率仍为 fS/4。 启用 HB1 + HB2 滤波器会导致可用带宽为奈奎斯特区的 38.5%。 再次注意 ADC 的混叠效应及其对 HB1 + HB2 滤波器组合的影响。 出现在 7fS/8 处的信号将混叠到 fS/8 处的第一个奈奎斯特区。 同样，5fS/8 的信号将混叠到 3fS/8 的第一个奈奎斯特区。 这些启用复数到实数转换模块的示例可以轻松地从 HB1 + HB2 扩展到包括 HB3 和 HB4 滤波器之一或两者。 请注意，当 DDC 启用时，HB1 滤波器是不可旁路的，而 HB2、HB3 和 HB4 滤波器可以选择启用。 图5。 由于 ADC 混叠（抽取率 = 1）导致的 HB2 + HB2 有效滤波器响应。 既然已经讨论了启用抽取滤波器的实模式操作，现在可以检查 DDC 的复操作模式。 AD9680 将继续用作示例。 与 DDC 的实模式操作类似，将呈现归一化抽取滤波器响应。 再一次，此处包含的示例滤波器响应图没有显示特定的插入损耗与插入损耗的关系。 频率，但它们形象地显示了滤波器的近似响应。 这样做是为了对滤波器响应如何受 ADC 混叠影响有一个高层次的理解。 当 DDC 处于复数模式时，它被配置为具有复数输出，该输出由通常称为 I 和 Q 的实频域和复频域组成。 从图 2 中回想一下，HB1 滤波器具有低通响应，通带为实际奈奎斯特区的 38.5%。 它还有一个阻带，占真实奈奎斯特区的 38.5%，过渡带占剩余的 23%。 同样，在复数域中，通带和阻带各占复奈奎斯特区的 38.5%（总共 77%），过渡带占剩余的 23%。 在启用 HB1 滤波器的复数输出模式下操作 DDC 时，抽取比等于 XNUMX，输出采样率是输入采样时钟的一半。 扩展图 2 中的曲线以显示 ADC 混叠的影响，我们得到了图 6 所示的结果。 蓝色实线代表实际滤波器响应，而蓝色虚线代表滤波器由于 ADC 混叠效应而产生的有效混叠响应。 7fS/8 的输入信号将混叠到 fS/8 的第一个奈奎斯特区，将其置于 HB1 滤波器的通带中。 同一信号的复数镜像位于 –7fS/8 处，并将在复数域中混叠到 –fS/8，将其置于复数域中 HB1 滤波器的通带中。 图6。 由于 ADC 混叠（抽取率 = 1）而导致的 HB2 有效滤波器响应—复杂。 继续，我们将看看启用 HB1 + HB2 的情况，如图 7 所示。 这导致每个 I 和 Q 输出的抽取比为 XNUMX。 HB1 + HB2 滤波器的实际频率响应再次由蓝色实线给出。 启用两个 HB1 + HB2 滤波器会导致每个实域和复域中抽取奈奎斯特区的 38.5% 的可用带宽（fS/38.5 的 4%，其中 fS 是输入采样时钟）。 请注意 ADC 的混叠效应及其对 HB1 + HB2 滤波器组合的影响。 出现在 15fS/16 处的信号将混叠到 fS/16 处的第一个奈奎斯特区。 该信号在复域中的 –15fS/16 处具有复镜像，并将混叠到复域中 –fS/16 处的第一个奈奎斯特区域。 这些示例可以再次扩展到启用 HB3 和 HB4 的情况。 这些未在本文中显示，但可以根据图 1 中显示的 HB2 + HB7 的响应轻松推断。 图7。 由于 ADC 混叠（抽取率 = 1）而导致的 HB2 + HB4 有效滤波器响应—复杂。 在查看所有这些抽取滤波器响应时会想到的一些问题可能是：“我们为什么要抽取？” 以及“它有什么优势？” 不同的应用有不同的要求，可以从 ADC 输出数据的抽取中受益。 一个动机是在位于 RF 频带的窄频带上获得信噪比 (SNR)。 另一个原因是处理带宽较小，这导致 JESD204B 接口上的输出通道速率较低。 这可以允许使用更低成本的 FPGA。 通过使用所有四个抽取滤波器，DDC 可以实现处理增益并将 SNR 提高高达 10 dB。 在表 1 中，我们可以看到在实模式和复模式下操作 DDC 时，不同抽取滤波器选择提供的可用带宽、抽取比、输出采样率和理想 SNR 改进。 表1。 AD9680 抽取滤波器选择的 DDC 滤波器特性 复数输出 实际输出混叠保护 带宽 理想 SNR 改进 抽取率 输出采样率 抽取率 输出采样率 HB1 2 0.5 × fS 1 fS 0.385 × fS 1 HB1 + HB2 4 0.25 × fS 2 0.5 × fS 0.1925 × fS 4 HB1 + HB2 + HB3 8 0.125 × fS 4 0.25 × fS 0.09625 × fS 7 HB1 + HB2 + HB3 + HB4 16 0.0625 × fS 8 0.125 × 0.048125 fS 10 9680 × fS XNUMX × fS XNUMX XNUMX × fS XNUMX深入了解 ADXNUMX 中抽取滤波器的实数和复数操作模式。 利用抽取滤波提供了几个优点。 DDC 可以在实模式或复模式下运行，并允许用户根据特定应用的需要使用不同的接收器拓扑。 现在可以将其与第 1 部分中讨论的内容放在一起，有助于查看 AD9680 的真实示例。 本示例将测量数据与来自 Virtual Eval™ 的模拟数据放在一起，以便比较结果。 在此示例中，将使用在第 1 部分中使用的相同条件。 输入采样率为 491.52 MSPS，输入频率为 150.1 MHz。 NCO 频率为 155 MHz，抽取率设置为 154.94（由于 NCO 分辨率，实际 NCO 频率为 XNUMX MHz）。 这导致输出采样率为 122.88 MSPS。 由于 DDC 正在执行复混频，因此分析中包括复频域。 请注意，抽取滤波器响应已添加，并在图 8 中以深紫色显示。 图8。 当信号通过 DDC 信号处理模块时——显示了抽取滤波。 NCO 偏移后的频谱：基频从 +150.1 MHz 向下偏移至 –4.94 MHz。 基频图像从 –150.1 MHz 偏移并环绕到 +186.48 MHz。 二次谐波从 2 MHz 移至 191.32 MHz。 3 次谐波从 +41.22 MHz 移至 –113.72 MHz。 抽取 2 后的频谱：基频保持在 –4.94 MHz。 基波图像转换为 –59.28 MHz，并被 HB2 抽取滤波器衰减。 二次谐波保持在 2 MHz。 HB3 抽取滤波器会衰减 2 次谐波。 抽取 4 后的频谱：基频保持在 –4.94 MHz。 基波图像保持在 –59.28 MHz 并被 HB1 抽取滤波器衰减。 2 次谐波停留在 –36.38 MHz 并被 HB1 抽取滤波器衰减。 HB3 抽取滤波器过滤并几乎消除了 1 次谐波。 AD9680-500 的实际测量结果如图 9 所示。 基频为 –4.94 MHz。 基波的镜像驻留在 –59.28 MHz 处，幅度为 –67.112 dBFS，这意味着镜像已经衰减了大约 66 dB。 2 次谐波位于 36.38 MHz，并已衰减约 10 dB 至 15 dB。 3 次谐波已被充分滤除，因此在测量中不会超过本底噪声。 图9。 DDC 后信号的 FFT 复数输出，NCO = 155 MHz，抽取 4。 现在可以使用 Virtual Eval 来查看模拟结果与测量结果的比较。 首先，从网站打开该工具并选择一个 ADC 进行仿真（参见图 10）。 Virtual Eval 工具位于 ADI 网站 Virtual Eval 上。 驻留在 Virtual Eval 中的 AD9680 模型包含一项正在开发的新功能，允许用户模拟不同速度等级的 ADC。 此功能是该示例的关键，因为该示例使用 AD9680-500。 Virtual Eval 加载后，第一个提示是选择产品类别和产品。 请注意，Virtual Eval 不仅涵盖高速 ADC，还包含精密 ADC、高速 DAC 和集成/专用转换器的产品类别。 图10。 Virtual Eval 中的产品类别和产品选择。 从产品选择中选择 AD9680。 这将打开 AD9680 仿真的主页。 AD9680 的 Virtual Eval 模型还包括一个框图，其中详细介绍了 ADC 模拟和数字功能的内部配置。 该框图与 AD9680 数据手册中给出的框图相同。 在此页面中，从页面左侧的下拉菜单中选择所需的速度等级。 对于此处的示例，选择 500 MHz 速度等级，如图 11 所示。 图11。 虚拟评估中的 AD9680 速度等级选择和框图。 接下来，必须设置输入条件才能执行 FFT 仿真（见图 12）。 回想一下示例的测试条件包括 491.52 MHz 的时钟速率和 150 MHz 的输入频率。 DDC 启用，NCO 频率设置为 155 MHz，ADC 输入设置为 Real，复数到实数转换 (C2R) 禁用，DDC 抽取率设置为 6，DDC 中的 XNUMX dB 增益为启用。 这意味着 DDC 是为实数输入信号和复数输出信号设置的，抽取比为 XNUMX。 启用 DDC 中的 6 dB 增益是为了补偿由于 DDC 中的混频过程造成的 6 dB 损失。 Virtual Eval 一次仅显示噪声或失真结果，因此包含两个图，其中一个显示噪声结果（图 12），另一个显示失真结果（图 13）。 图12。 虚拟评估中的 AD9680 FFT 仿真—噪声结果。 图13。 虚拟评估中的 AD9680 FFT 仿真—失真结果。 Virtual Eval 中表示了许多性能参数。 该工具提供谐波位置以及基波位置，这在频率规划时非常方便。 通过允许用户查看基频图像或任何谐波是否出现在所需的输出频谱中，这有助于使频率规划更容易一些。 Virtual Eval 中的模拟给出了 71.953 dBFS 的 SNR 值和 69.165 dBc 的 SFDR。 然而，请考虑一下，基本镜像通常不会出现在输出频谱中，如果我们去除该杂散，则 SFDR 为 89.978 dB（参考 –88.978 dBFS 输入功率时为 1 dBc）。 图14。 AD9680 FFT 测量结果。 Virtual Eval 模拟器在计算 SNR 时不包括基本图像。 确保调整 VisualAnalog™ 中的设置以忽略测量中的基本图像以获得正确的 SNR。 这个想法是在基本图像不在所需频段的情况下进行频率规划。 SNR 的测量结果为 71.602 dBFS，与 Virtual Eval 中 71.953 dBFS 的模拟结果非常接近。 同样，测得的 SFDR 为 91.831 dBc，与仿真结果 88.978 dBc 非常接近。 Virtual Eval 在准确预测硬件行为方面做得非常出色。 可以通过舒适的椅子和一杯热咖啡或茶来预测设备行为。 特别是在带有 DDC 的 ADC（例如 AD9680）的情况下，Virtual Eval 能够很好地模拟 ADC 性能，包括镜像和谐波，以便用户可以进行频率规划并尽可能将这些不需要的信号保持在带外。 随着载波聚合和直接 RF 采样的日益普及，在工具箱中使用 Virtual Eval 等工具非常方便。 准确预测 ADC 性能和频率规划的能力有助于系统设计人员在通信系统以及军事/航空航天雷达系统和许多其他类型的应用等应用中正确进行频率规划。 我鼓励您利用 ADI 公司最新一代 ADC 中的数字信号处理功能。

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